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DCDC变换器中输出滤波器的比较

文章来源:亚洲城人气:发表时间:2019-01-26 20:31

  的动态性能、整机体积和成本等性能指标密切相关。在满足技术指标的前提下,滤波元件的取值越小,对整机性能的提高越有利,越能提高变换器的功率密度。在考虑开关频率和软开关技术等因素的情况下,对不同

  输出滤波器作为DC/DC变换器中的重要组成部分,通过其低通滤波作用,滤除整流级电压的高频谐波成分,给负载提供接近恒定的直流电压,对变换器的性能和整机的体积重量有着很大的影响。在DC/DC变换器拓扑中,输出滤波器通常采用基本的LC低通滤波器结构。其中,滤波元件L、C的取值主要由变换器拓扑形式和输出电压要求决定。

  输出滤波器对变换器的动态性能的影响较大。对应于频域分析,一个LC滤波电路结构在其L、C谐振频率处引入了双极点,并由于滤波电容的ESR(等效串联电阻)又引入了一个零点。而这一双极点的频率一般都比电路中其它因素引入的极点频率低,因此变换器的动态性能往往由LC滤波环节参数决定。随着L、C取值的降低,变换器功率级的动态响应可以得到显著的提高。

  而且,实际变换器整机的高度是由其PCB上最高的元器件决定的,而电感等磁性元件和大电解滤波电容器往往是PCB上最高的元器件,随着变换器小型化、超薄化的发展趋势,为了能使变换器实现对空间的最大利用,希望电抗元件L、C的取值越小越好。而且,较小取值的L、C滤波元件一般也对应着较低的成本。可见,在滤波器参数的选择中,L、C取值较小具有很大的优势。

  提高开关频率是减小滤波元件L、C取值的有效途径之一。但随着开关频率的提高,必然会使开关损耗和铁心损耗的影响更加突出。也即,提高开关频率受到变换器拓扑及开关器件、磁性元件的限制。为此,可以考虑采用软开关技术,使得开关频率得以提高,从而进一步减小滤波元件的体积。 本篇结合半波整流和全波整流方式,对恒频PWM变换器和谐振类变换器中的整流级电压进行了归类,在考虑谐波含量、开关频率、软开关技术的情况下,对不同变换器拓扑中的LC输出滤波器的大小进行了比较。

  根据图1所示变换拓扑的不同,整流级电压波形uR大致可分为五种类型,如图2所示。

  1)第1类如图2(a)所示。这类电压波形由PWM变换器(如正激式)中的半波整流得到。这类拓扑由于变压器铁心去磁等问题,最大占空比Dmax一般不超过0.5。

  2)第2类如图2(b)所示。这类电压波形由PWM变换器(如桥式、推挽、移相全桥等)中的全波整流得到。全波整流方式使得这些拓扑中整流级电压波形的频率为开关频率的两倍,大大减小了输出滤波器的体积。

  3)第3类如图2(c)所示。这类电压波形由互补控制半桥等PWM变换器得到,整流电路仍为全波整流形式,但加在整流级的电压波形并不对称。开关管Dmax为0.5,且对应D=0.5时,加于滤波器上的电压是直流。

  4)第4类如图2(d)所示。虽然大多数谐振变换器工作于变频方式,输出电压通过变频来调节。但输出滤波器必须按照变换器的最低工作频率来设计,因此半波整流方式的谐振变换器(如准谐振变换器和多谐变换器)可以用这类波形来近似表示。

  5)第5类如图2(e)所示。该类电压波形由全波整流谐振变换器(如并联谐振变换器、串联谐振变换器和串-并联谐振变换器)产生,输出电压仍通过变频方式来调节。整流级电压波形几乎保持不变,输入电压变化和负载变化时,该类波形电压峰值的变化很小。

  图2中的5类电压波形均可视为是由其直流分量(等于输出电压Uo)与高频谐波分量叠加而成的。在以下对滤波器的比较中,假定滤波元件大小由各电压波形的首次非零谐波的幅值和频率来决定。在图2中,可以看到,在相等的开关频率下,第2类和第5类整流级电压波形的频率为其它类电压波形频率的2倍,因此在相等的开关频率下,这两类电压波形不含有奇次谐波。

  对于恒频PWM变换器而言,最常用的控制参量是占空比D;对于谐振类变换器而言,最常用的控制参量是频率f。为便于对以上5类电压波形谐波的幅值进行比较,我们对D和f这2个控制参量进行了归一化处理,用来统一表示。在前3类电压波形对应的变换器中,=D;对于第4类电压波形,等于归一化的开关频率(f/2fr),其中fr为等效正弦半波的谐振频率;对于第5类电压波形,等于归一化的开关频率(f/fr)。从而归一化参量从0到1变化。

  首先,定义K()为各电压波形首次非零谐波的幅值与其直流分量的比值。从而可以根据这一归一化

  的函数K()来对各种变换器拓扑中滤波元件的体积进行比较。表1给出了各类电压波形的平均值、1次谐波、2次谐波表达式及谐波的一般表达式。

  对于第1类波形(正激类),当=1时,整流级电压波形为直流;

  对于第2和第3类波形,当=0.5时,整流级电压波形为直流;

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